氧气是人们赖以生存的必需气体。在高浓度氧气环境中，人体会出现“氧中毒”症状; 在低浓度氧气环境中人会感到头晕、乏力，严重的甚至会休克或者死亡 ^{[ 1- 2]} 。因此，实时精准检测氧气浓度对保障煤矿井下工作人员安全极其重要。

煤矿氧气检测技术经历了从催化燃烧检测技术、电化学检测技术、荧光淬灭检测技术到TDLAS检测技术的发展历程。目前，市面上煤矿氧气检测仪器主要采用电化学检测技术、TDLAS检测技术。王璐 ^{[ 3]} 、梁运涛 ^{[ 4]} 等介绍了一种带有温度及压力补偿的电化学氧气检测技术，该技术降低了温度、环境压力对电化学氧气传感元件的影响，提高了氧气检测精度，但是该技术受交叉气体干扰，无法保证测量的准确性；张远征 ^{[ 5]} 、贾传武 ^{[ 6]} 提出了温度自适应补偿技术，提高了荧光氧传感器的检测稳定性，但是该技术容易受到含重金属元素的粉尘物质影响，因此无法实现长时间的精准检测；龚仲强 ^{[ 7]} 、鹿洪飞 ^{[ 8]} 等设计了基于分布式反馈激光器(Distributed Feedback Laser, DFB)的煤矿氧气浓度和温度检测系统，该系统显著降低了氧气浓度和温度的检测误差，但DFB激光器阈值电流大、热电冷却器(Thermoelectric Cooler Controller, TEC)功耗高，导致系统功耗偏大，不适用于煤矿氧气浓度检测。

扫描同一最大氧气吸收峰时，由于DFB激光器的电流调谐系数远小于VCSEL激光器的电流调谐系数，因此，前者需要更大的调制电流范围 ^{[ 9]} 。为了降低功耗，提出了基于VCSEL激光器的TDLAS煤矿氧气检测系统，该系统的高精度电路使得扫描同一最大氧气吸收峰的调制电流范围从几十毫安降低至几毫安，驱动电流扫描精度提升至微安级 ^{[ 10]} 。由于VCSEL激光器的电流及温度敏感特性，微弱的电流变化及温度变化均会对VCSEL激光器的输出功率和中心波长产生影响 ^{[ 11- 12]} 。因此，笔者设计了一种基于GD32F303RCT6微控制器和ADN8834热电冷却控制器芯片的高精度VCSEL驱动电路及温控电路。

1.   激光气体检测理论与器件选型

TDLAS气体检测技术是一种针对痕量气体浓度检测的新型技术，在复杂环境下，该技术根据气体在特征吸收光谱上的“指纹”特性，可实现对单一气体的检测 ^{[ 13- 15]} 。气体分子对红外光谱的能量吸收遵循朗伯-比尔定律，该定律表明红外光吸收度与气体浓度和吸收层厚度的乘积成正比。其数学表达式如下:

式中： $I_0(\nu)$为入射光强，cd； $I_\text{t}(\nu)$为透射光强，cd； $\alpha(\nu)$为摩尔吸光系数，L/(mol · cm)； L为光程长度，cm； C为被测气体的摩尔浓度，mol/L。

鉴于采用直接吸收光谱技术检测氧气浓度时，检测精度易受到低频噪声的影响，因此，笔者采用波长调制技术将光谱吸收曲线调制到更高频率，以降低低频噪声的影响 ^{[ 16- 20]} 。理想情况下，半导体激光器的输出功率与调制功率无关，此时激光器的输出光频率可表示如下：

式中： ν ₀为输出光的中心频率，Hz； A为光频率调制幅度，nm； ω为角速度，rad/s; t为时间，s。

根据朗伯-比尔定律，出射光 I _t与入射光 I ₀的关系式如下：

由于近红外波段气体的吸收系数很小，在光程较短和气体浓度较低的情况下，式(3)可近似改写为：

将 α( ν)展开成傅里叶级数，可得：

式中 H _n ( ν ₀)为第 n次谐波分量的傅里叶系数。

气体吸收光信号由光电转换器接收，并将其转化为电信号，应用锁相放大器提取各次谐波的幅值 S _n ，可表示如下：

式中 K为放大器增益。

由器件说明书和谐波曲线可知 S _n 、 K、 I ₀、 L、 H _n ( ν ₀)的值，根据式(6)可计算出被测气体浓度 C。

笔者选取的VCSEL激光器波长扫描宽度为758.00~762.00 nm，其关键参数见 表 1。

表  1  VCSEL激光器关键参数

Table  1.  Key parameters of VCSEL

参数类型	阈值电流/mA	运行电流/mA	温度调谐系数/(nm·℃ -1)	电流调谐系数/(nm·mA -1)
典型值	0.500		0.06	0.60
最大值		2.000

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由 表 1可知，为确保VCSEL激光器的正常运行，其驱动电流范围为0.500~2.000 mA。矿井环境、煤矿用大型设备的电磁场会干扰VCSEL激光器驱动电流，故设定电流幅值输出为0.750~1.250 mA。为了能够精准检测到760.46 nm吸收峰，根据电流调谐系数，若驱动电流的有效测量位数不少于14位，则波长扫描精度小于0.10 pm。

2.   驱动电路及温控电路设计

2.1   电路结构

为了达到VCSEL激光器波长控制精度要求，笔者设计了一种具有软启动开关功能的高精度驱动电路及温控电路，驱动及温控电路逻辑结构如 图 1所示。

图  1  驱动及温控电路逻辑结构图

Figure  1.  Logic structure diagram of driving circuit and temperature control circuit

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2.2   驱动电路

2.2.1   驱动电路原理

驱动电路设计包括主控电路、数模转换电路、电压电流转换电路和软启动开关电路。其工作原理为：①主控电路产生正弦波、锯齿波二进制数据，并将数据传入数模转换电路；②数模转换电路将二进制数据转化为模拟电压；③电压电流转换电路将接收到的模拟电压信号转化为高精度驱动电流信号。上电时，冲击电流不仅会损坏VCSEL激光器，同时会产生火花效应给煤矿安全生产带来隐患 ^{[ 21]} 。因此，设计了一种软启动开关电路，延长直流电压的导通时间，以减小冲击电流对VCSEL激光器的影响。

2.2.2   主控电路及数模转换电路设计

主控电路选用32位微控制器GD32F303RCT6，该器件拥有Cortex-M4处理器，提供了3组16位SPI接口、1组SWD调试接口和1个3 MB片上FLASH存储器，具有高速、高性能、低功耗等优点。

信号发生电路选用数模转换芯片DAC8830，该器件是16位SPI串行输入、单通道、低噪声数模转换芯片，其最大线性误差位数为2位，在2.5 V阈值电压输入条件下，电压分辨率高达0.04 mV，能够满足电路设计精度的要求；采用ADR3425ARJZ基准电压芯片(稳压精度高达±0.002 5 V)对DAC8830的REF引脚进行2.5 V高精度稳压，保障了电压信号的稳定传输。

2.2.3   电压电流转换电路

电压电流转换电路图如 图 2所示。

图  2  电压电流转换电路图

Figure  2.  Diagram of voltage-to-current conversion circuit

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电路结构由CMOS运算放大器(型号为TLV333)和MOS管等器件组成，其中CMOS运算放大器具有稳定的噪声特性。N-MOS管和P-MOS管型号分别为CJK1508和CJ2321，这2种器件的低阈值导通电压、低噪声特性能够满足高精度电路设计要求。同时，为了防止环境电磁场的等效介质电流破坏VCSEL激光器，在激光器正极端并联1个3.6 V稳压管作为限压保护。

根据运算放大器和MOS管的性质，在第一级放大电路中，流经 R ₁₀的电流 i ₂、MOS管的漏极电压 V ₂，其计算式如下：

式中： V _cont为二进制数据信号电压，V； V _cc为电源电压，取+5 V。

根据式(7)得到第二级放大电路的输入电压 V ₂，其计算公式如下：

则VCSEL激光器输入电流 i _L计算式如下：

式中： R ₇、 R ₈为电阻，kΩ； R ₁₀为滑动变阻器电阻，kΩ。

2.2.4   软启动开关电路

软启动开关电路图如 图 3所示。

图  3  软启动开关电路原理图

Figure  3.  Schematic diagram of soft-start switch circuit

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工作原理：当SW端口输出高电平时，NPN三极管导通，MOS管栅极为低电平，软启动开关电路导通；当SW端口输出低电平时，NPN三极管关断，MOS管栅极为高电平，软启动开关电路关断，以此实现开关功能。

未接通软启动开关电路时，电压从0 V阶跃至+5 V；接通软启动开关电路时，根据电容的电流电压方程 $i=C \frac{\mathrm{d} u}{\mathrm{~d} t}$可知, 电容两端电流与电压随时间的变化量成正比。激光器导通时间由电容 C ₁₃和电阻 R ₄决定，电容 C ₁₃的充电时间常数为 τ= R ₄ C ₁₃, 运用Multisim对软启动开关电路进行模拟仿真，得到供电电压曲线如 图 4所示。

图  4  供电电压对比图

Figure  4.  Comparison diagram of supply voltage

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由 图 4可知，电容充满电需要3~5个时间常数。设置 R ₄为100 kΩ、 C ₁₃为1 μF，+5 V完全供电时间延长至约0.3 s。

2.3   温控电路

当VCSEL激光器温度变化时，输出光波长随之发生改变，导致气体检测精度下降。为了降低温度变化对检测精度的影响，选用ADN8834热电冷却控制器，设计了一种基于DAC目标温度控制和PID补偿的温控电路。其工作原理为：①将VCSEL激光器负温度系数热敏电阻值(Negative Temperature Coefficient, NTC)转化为对应的电压信号，并设置参考电压信号作为差分电路的输入端，差分电路输出激光器管芯温度参考电压；②设置目标温度电压，该电压与激光器管芯温度参考电压共同作为PID补偿电路的输入端，PID补偿电路将电压信号输出至控制器；③控制器根据电压信号控制TEC驱动器选择PWM驱动方式或线性驱动方式，以此决定TEC的电压、电流大小和方向。

2.3.1   DAC目标温度控制电路

在DAC目标温度控制电路中，将电压上限阈值设置为 V _REF，根据主控芯片输出的16位二进制数将目标温度转化成相应的电压值，从而达到设定目标温度点的目的。分压电路由滑动变阻器 R ₁₄，电阻 R ₁₅、 R ₁₆，NTC构成，该电路将VCSEL激光器管芯温度转化成电压信号输入至温度差分放大电路中，得到激光器管芯温度参考电压。DAC目标温度控制电路设计图如 图 5所示。

图  5  DAC目标温度控制电路设计图

Figure  5.  Diagram of target temperature control circuit

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2.3.2   PID补偿电路

PID补偿电路是自动温度控制的关键，其电路设计图如 图 6所示。

图  6  PID补偿电路设计图

Figure  6.  Diagram of PID compensation circuit

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将目标温度电压、激光器管芯温度参考电压输入到PID补偿电路中，其计算公式如下：

式中： K _p为比例参数； e为电压差，V； T _l为积分参数； T _D为微分参数。

由 图 6可以看出，由电阻 R ₈、 R ₁₁、 R ₁₂和电容 C ₂、 C ₃、 C ₄构成了PID补偿电路。其中，电容 C ₄可防止高频分量放大倍数饱和。因此，式(10)可表示如下：

式中： u _TREF为激光器管芯温度参考电压； U _T为目标温度电压; R ₈、 R ₁₂为电阻； C ₂、 C ₃为电容。

由式(11)可知，PID补偿电路输出电压由目标温度电压和激光器管芯温度参考电压共同控制。

采用MATLAB SIMULINK对PID补偿电路进行仿真测试。由器件说明书可知，TEC控制电路的增益控制到5 V/V，激光器时间常数为10 s，则该PID温度控制电路的开环传递函数 G _c( s)表达式如下：

式中： H( s)为反馈函数； s为拉普拉斯参数。

其波特图及稳定裕度分析如 图 7所示。

图  7  波特图及稳定裕度分析

Figure  7.  Diagram of PID compensation circuit

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由 图 7可知，系统幅值裕度 G _m为无穷大，最小相角裕度 P _m为51.5°，温度最终趋于稳定。

3.   实验结果

3.1   驱动稳定性测试

选取近红外区域氧气吸收谱线波长760.46 nm作为波长调制中心，选取低频锯齿波和高频正弦波的叠加信号作为波长调制信号，完成对氧气浓度的精准检测。为保障煤矿氧气浓度检测的实时性，锯齿波频率一般选择几赫兹到几十赫兹，正弦波频率一般选择几千赫兹到几十千赫兹。调节滑动变阻器控制激光器阈值电流大小，令驱动电路分别输出1、2、5、10 Hz锯齿波波形和1、2、5、10 kHz正弦波波形。应用LeCroy T3DSO1000系列示波器采集2种波形信号，可实现每秒采样2×10 ⁹个点，能够满足实验需求。

示波器采集的1 Hz锯齿波如 图 8(a)所示，1 kHz正弦波如 图 8(b)所示，叠加波形如 图 8(c)所示。

图  8  实验波形

Figure  8.  Experimental waveforms

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由 图 8(c)可知，当滑动变阻器的阻值为2 kΩ时，该电路可输出的驱动电流为0.680~1.370 mA，包含了0.750~1.250 mA的电流调谐范围，初步达到了检测标准。统计锯齿波频率及正弦波频率实测数据，结果见 表 2。

表  2  锯齿波及正弦波频率数据

Table  2.  Data sheet of sawtooth and sine wave frequency

波形类型	理论频率/Hz	实测频率/Hz	频率误差/%
锯齿波	1	1.00	0
	2	1.99	0.50
	5	4.99	0.20
	10	9.98	0.20
正弦波	1 000	999.00	0.10
	2 000	1 999.00	0.05
	5 000	4 998.00	0.04
	10 000	9 996.00	0.04

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由 表 2可知，该电路板实现的锯齿波频率误差小于0.5%；正弦波频率误差小于0.1%，说明驱动电流输出频率稳定。

3.2   温度控制精度测试

激光器工作时，通过DAC目标温度控制电路将激光器目标温度设定在35.0 ℃。待激光器温度稳定后，通过万用表测量温控电路中分压电路的电压值计算激光器NTC热敏电阻值。NTC热敏电阻与激光器温度关系如下：

式中： R _{T 0} 为室温条件下的NTC热敏电阻值，取10 kΩ； B为热敏指数，取值通常为3 950 K； T为激光器工作温度，K； T ₀为室内热力学温度，取298.15 K。

设置采样点的采样时间间隔为5 min，采样时间150 min，温度采样曲线如 图 9所示。

图  9  温度采样曲线

Figure  9.  Temperature sampling curve

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由 图 9可知，温度控制精度为±0.012 ℃，满足了激光器温度控制要求。

3.3   激光器驱动及温控电路整体稳定性测试

为了获取波长扫描精度，通过氧气吸收双峰谱线进行反算。设氧气吸收双峰谱线的波长间隔为Δ λ，该间隔内采样点为 N，电流幅值之差为Δ I，则电流扫描精度计算公式如下：

式中 δ _I 为电流调谐系数，nm/mA。

查询HITRAN数据库可知，接近760.46 nm吸收峰的最近可检测双峰分别在761.18、761.10 nm处。通过调节激光器控制温度，以该双峰结构作为波长调制对象进行扫描。在信号发生程序中设置单周期正弦波检测点数为32，得到760.10、760.18 nm氧气双吸收峰检测波形，如 图 10所示。

图  10  760.10、760.18 nm氧气双吸收峰检测波形

Figure  10.  Double oxygen peaks waveform detection on 760.10 nm and 760.18 nm

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由 图 10可知，在氧气最大吸收谱线之间的检测点数约有1 152个，波长跨度为0.08 nm，则波长检测精度平均为0.07 pm(小于0.10 pm)，由式(14)计算可得电流扫描精度为0.12 μA，满足VCSEL激光器的电路设计要求。

为了验证VCSEL激光器驱动电流信号的稳定性，调节目标温度使激光器扫描760.46 nm氧气吸收峰，以1 Hz频率采集最大氧气吸收采样点处的电流幅值。最大氧气吸收电流幅值曲线如 图 11所示。

图  11  最大氧气吸收电流幅值曲线

Figure  11.  Current amplitude curve of maximum oxygen absorption

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从 图 11中可以看出，受温度和环境噪声影响，激光器电流波动最大幅值为4 μA，根据电流调谐系数，该值对应于波长最大波动2.40 pm，驱动电流整体稳定性良好，达到了VCSEL激光器的驱动电路设计标准。

4.   结论

采用GD32F303RCT6微控制器和ADN8834热电冷却控制器，设计了一种TDLAS煤矿氧气检测系统高精度VCSEL驱动及温控电路，实验结果表明：

1) 软启动开关电路使VCSEL激光器供电时间延长至0.3 s，有效抑制了冲击电流的火花效应，保障了安全。

2) 驱动电路输出锯齿波频率误差小于0.5%，正弦波频率误差小于0.1%；激光器输出电流扫描区间为0.680~1.370 mA，该区间包含了0.750~1.250 mA，将整个电路接入TDLAS氧气检测系统中得到波长扫描精度为0.07 pm(小于0.10 pm)，电流扫描精度为0.12 μA，能够准确扫描到760.46 nm吸收峰，满足VCSEL激光器驱动电路的高精度设计要求。

3) 温控电路设计了一种PID控制电路和DAC目标温度控制电路，其温度控制精度达到了±0.012 ℃，满足VCSEL激光器温控电路的高精度设计要求。

4) 为了验证驱动电流信号的稳定性，对最大氧气吸收采样点的电流幅值进行取样，得到氧气最大吸收点的波长最大波动为2.40 pm，驱动电流稳定性良好，满足了TDLAS氧气检测系统的设计需求。